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篇(1)

關鍵詞：諧波；有源電力濾波器；濾波電感設計

引言

并聯有源電力濾波器是一種用于動態抑制諧波和補償無功的新型電力電子裝置，近年來，有源電力濾波器的理論研究和應用均取得了較大的成功。對其主電路（VSI）參數的設計也進行了許多探討[1][2][3]，但是，目前交流側濾波電感還沒有十分有效的設計方法，然而該電感對有源濾波器的補償性能十分關鍵[2]。本文通過分析有源電力濾波器的交流側濾波電感對電流補償性能的影響，在滿足一定效率的條件下，探討了該電感的優化設計方法，仿真和實驗初步表明該方法是有效的。

圖1

1三相四線并聯型有源電力濾波器的結構與工作原理

圖1為三相四線制并聯型有源電力濾波器的結構。主電路采用電容中點式的電壓型逆變器。電流跟蹤控制方式采用滯環控制。

以圖2的單相控制為例，分析滯環控制PWM調制方式實現電流跟蹤的原理。在該控制方式中，指令電流計算電路產生的指令信號ic＊與實際的補償電流信號ic進行比較，兩者的偏差作為滯環比較器的輸入，通過滯環比較器產生控制主電路的PWM的信號，此信號再通過死區和驅動控制電路，用于驅動相應橋臂的上、下兩只功率器件，從而實現電流ic的控制。

以圖3中A相半橋為例分析電路的工作過程。開關器件S1和S4組成A相的半橋變換器，電容C1和C2為儲能元件。uc1和uc2為相應電容上的電壓。為了能使半橋變換器正常跟蹤指令電流，應使其電壓uc1和uc2大于輸入電壓的峰值。

當電流ica>0時，若S1關斷，S4導通，則電流流經S4使電容C2放電，如圖3（a）所示，同時，由于uc2大于輸入電壓的峰值，故電流ica增大(dica/dt>0)。對應于圖4中的t0～t1時間段。

當電流增大到ica＊＋δ時（其中ica＊為指令電流，δ為滯環寬度），在如前所述的滯環控制方式下，使得電路狀態轉換到圖3(b)，即S4關斷，電流流經S1的反并二極管給電容C1充電，同時電流ica下降(dica/dt<0)。相對應于圖4中的t1～t2時間段。

同樣的道理可以分析ica<0的情況。通過整個電路工作情況分析，得出在滯環PWM調制電路的控制下，通過半橋變換器上下橋臂開關管的開通和關斷，可使得其產生的電流在一個差帶寬度為2δ的范圍內跟蹤指令電流的變化。

當有源濾波器的主電路采用電容中點式拓撲時，A，B，C三相的滯環控制脈沖是相對獨立的。其他兩相的工作情況與此相同。

2濾波電感對補償精度的影響

非線性負載為三相不控整流橋帶電阻負載，非線性負載交流側電流iLa及其基波分量如圖5所示（以下單相分析均以A相為例）。指令電流和實際補償電流如圖6所示。當指令電流變化相對平緩時（如從π/2到5π/6段），電流跟蹤效果好，此時，網側電流波形較好。而當指令電流變化很快時（從π/6開始的一小段），電流跟蹤誤差很大；這樣會造成補償后網側電流的尖刺。使網側電流補償精度較低。

假如不考慮指令電流的計算誤差，則網側電流的諧波含量即為補償電流對指令電流的跟蹤誤差（即圖6中陰影A1，A2，A3，A4部分）。補償電流對指令電流的跟蹤誤差越小（即A1，A2，A3，A4部分面積越小），網側電流的諧波含量（尖刺）也就越小，當補償電流完全跟蹤指令電流時（即A1，A2，A3，A4部分面積為零時），網側電流也就完全是基波有功電流。由于滯環的頻率較高，不考慮由于滯環造成的跟蹤誤差，則如圖6所示網側電流的跟蹤誤差主要為負載電流突變時補償電流跟蹤不上所造成的。

分析三相不控整流橋帶電阻負載，設Id為負載電流直流側平均值。Ip為負載電流基波有功分量的幅值，。

下面介紹如何計算A1面積的大小，

在π/6<ωt<π/2區間內

ic＊(ωt)=Ipsinωt－Id（1）

在π/6<ωt<ωt1一小段區間內，電流ic(ωt)可近似為直線，設a1為直線的截距，表達式為

ic(ωt)=a1－[uC1-Usmsin(π/6)/L]×t（2）

ic(π/6)=ic＊(π/6)（3）

ic(t1)=ic＊(t1)（4）

由式(1)～式(4)可以求出a1及t1的值。

在π/6<ωt<ωt1（即1/600<t<t1）區間內，ic與ic＊之間的跟蹤誤差面積A1為

同樣可以求出A2，A3，A4的面積。

A2=0.405[（I2dL）/(330IdL+(Ucl+0.5Usm))]

由對稱性，得到A3=A1，A4=A2

因此，在一個工頻周期內，電流跟蹤誤差的面積A為

A=A1＋A2＋A3＋A4

=[(0.81Id-0.45δ)IdL]/[165IdL+(Uc1+0.5Usm)]＋[(0.81Id-0.45δ)IdL]/[330IdL+(Ucl+0.5Usm)]（5）

這里假定上電容電壓Uc1等于下電容電壓Uc2，Usm為電網相電壓峰值，L為濾波電感值（假設La=Lb=Lc=L），Id為非線性負載直流側電流。

3濾波電感對系統損耗的影響

有源濾波器一個重要的指標是效率，系統總的損耗Ploss為

Ploss=Pon＋Poff＋Pcon＋Prc（6）

式中：Pon為開關器件的開通損耗；

Poff為開關器件的關斷損耗；

Pcon為開關器件的通態損耗；

Prc為吸收電路的損耗。

3.1IGBT的開通與關斷損耗

有源濾波器的A相主電路如圖7所示。假設電感電流ic為正時，則在S4開通之前，電流ic通過二極管D1流出，當S4開通后，流過二極管D1的電流逐漸轉移為流過S4，只有當Dl中電流下降到零后，S4兩端的電壓才會逐漸下降到零。因此，在S4的開通過程中，存在著電流、電壓的重疊時間，引起開通損耗，如圖8所示。

由圖8可知單個S4開通損耗為

開通損耗為

式中：ic(t)為IGBT集電極電流；

Uc為集射之間電壓（忽略二極管壓降即為

主電路直流側電壓）；

ton為開通時間；

T0為一個工頻周期；

fs為器件平均開關頻率；

Iav為主電路電流取絕對值后的平均值。類似可推得關斷損耗為

Poff=6×(IavUctorr)/2×fs(10)

式中：toff為關斷時間。

3.2IGBT的通態損耗

假設tcon為開關管導通時間，考慮到上下管占空比互補，可假設占空比為50％，即tcon=0.5Ts。

則通態損耗為

Pcon=6∑ic(t)Ucestcon/T0=3IavUces(11）

式中：Ts為平均開關周期；

Uces為開關管通態時飽和壓降。

3.3RC吸收電路的損耗

RC吸收電路的損耗為

Prc=6×1/2CsUc2fs(12)

式中：Cs為吸收電容值。

fs=(U2c-2U2sm)[2]/8δLUc（13）

通過以上分析，可以得到系統總損耗為

Ploss=Pon＋Poff＋Pcon＋Prc（14）

4濾波電感的優化設計

在滿足一定效率條件下，尋求交流側濾波電感L，使補償電流跟蹤誤差最小。得到如下的優化算法。

優化目標為minA（Uc，L）

約束條件為Ploss≤（1－η）SAPF(15)

應用于實驗模型為15kVA的三相四線制并聯有源濾波器，參數如下：

SAPF=15kVA，Vsm=310V，η=95％，

Id=103A，Iav=18A，δ=1A，

Cs=4700pF，Uces=3V，ton=50ns，

toff=340ns。

在約束條件下利用Matlab的優化工具箱求目標函數最小時L與Uc1的值。可得到優化結果為：跟蹤誤差A=0.1523，此時交流側濾波電感L=2.9mH，直流側電壓Uc=799V。

5仿真與實驗結果

表1列出了有源電力濾波器容量為15kVA時，電感取值與補償后網側電流的THD的比較。

表1不同電感L取值下仿真結果

交流側濾波電感L/mH直流側電壓Uc/V網側電流的THD/％

2.980016

580021.5

780024

圖9，圖10與圖11是當Uc=2Uc1=800V，APF容量為5.2kVA時，電感L分別取7mH，5mH，3mH時的實驗結果，補償后網側電流的THD分別為14.1％，18.3％，20.1％，與優化分析的結果相吻合。

篇(2)

關鍵詞：目標跟蹤；雷達；多模型算法；IMM（交互式多模型算法）

DOI：10.16640/ki.37-1222/t.2017.13.196

1 多模型算法的簡述

一個線性隨機混合系統包括目標的狀態方程、目標的測量方程和在馬爾科夫鏈是齊次時，從一個狀態模型到另一個狀態模型的轉移概率，并且每個模式變量在系統的模式空間上的多模型（Multiple Model，MM）估計通常由以下四部分組成：

（1）模型設計。首先，設計一個模型集是由有限個模型構成的，其中，每個模型都和模型空間中的一種模式相對應。即由每個模型匹配在時刻的系統模式。

（2）濾波器的選擇。選擇合適的遞推濾波器才能完成混合估計。對于線性系統常采用的濾波方法有KF，而非線性系統常采用的濾波方法有EKF、UKF等。

（3）估計融合。

（4）濾波器的重初始化。這部分的研究內容是將每個濾波器進行初始化，是不同的MM算法之間的主要區別也是研究的重點。需要得到每個模型在初始時刻的先驗概率和初始時刻系統的先驗信息。

2 IMM算法的基本原理

IMM算法是次優算法在狀態估計的算法，每個k時刻的狀態都需要經過濾波器的估計，這時的濾波器就成為當前狀態下有效的濾波器。前一時刻所有濾波器輸出狀態估計的加權值求和是現在每一時刻的初始值。

模型轉移概率是IMM算法中可以使用多個運動模型，每個運動模型都有一個對應的濾波器和模型概率，通過馬爾科夫矩陣可以完成對不同模型之間的轉換。

IMM算法中通過模型概率、模型轉移概率以及量測信息來計算每一個濾波器的狀態估計值，并在各個濾波器之間進行并行處理，之后模型概率的加權平均值就可以用砑撲慊旌系淖刺的估計值并且能獲取狀態估計誤差協方差。這樣就完整的進行了一次一次遞推操作。按照此方法并且每次下一時刻完成遞推就是依靠前一時刻的狀態估計和之前獲取的誤差協方差來完成的。IMM遞推由以下四部分組成：

（1）重初始化過程中，在量測的信息Zk-1條件下先把k-1和k時刻的狀態分別與m（i）、m（j）模型相匹配，并把k-1個濾波器的交互作用的結果即混合估計、對應的協方差和從一個模型到另一個模型的轉移概率表示出來。

（2）模型條件濾波 獲取量測信息之后，進行一步預測在重初始化及KF濾波算法的基礎上，進行狀態估計和協方差的一步預測并且得到量測預測新息和信息的協方差，最終得到似然函數在高斯條件下模型的匹配和每個濾波器對應的濾波增益并將狀態估計和對應的協方差進行更新。

（3）模型概率更新 將每個濾波器對應的模型概率進行更新。

（4）總體估計 即總體的狀態估計為所有濾波器的狀態估計的概率進行加權求和，時刻的總體估計為

3 IMM 算法的特點

雷達目標跟蹤技術在不斷發展的同時目標機動性和不確定性因素也原來越復雜，單模型跟蹤算法很難再到達我們對目標的預測的精度要求。因為單模型跟蹤算法只是適用于跟蹤運動狀態單一的目標，一旦目標的運動狀態有所變化，單模型跟蹤算法就會暴露了自身的缺陷，從而導致蹤誤差大，造成目標丟失的情況也就隨之出現。因此，我得出的結論是單模型算法的適應性較差，為了避免上述問題的出現，應該選用IMM算法。

IMM算法的特點：

（1）多個運動模型在IMM算法的模型集中。模型集可以根據所跟蹤目標的實際情況進行增加刪除修改運動模型，算法的適用范圍進行了擴大，較強的適應性目標運動模式的轉變。

（2）IMM中將模型轉移概率矩陣作為基礎理論，可以滿足模型之間進行自主切換，自適應性效果明顯。

（3）算法中每個模型都有與之對應的濾波器，濾波器可以自行選擇，常用的濾波器有 KF。針對不同的實際運動模型，選擇針對性的濾波算法，例如UKF、PF等都是比較好的選擇。隨后對算法進行模塊化編程。

4 仿真研究及性能分析

我們判斷一個目標跟蹤系統的可靠性通過使用均方根誤差（Root Mean Square Error， RMSE）。在時刻，RMSE的定義為

其中，蒙特卡洛仿真次數用M表示，數理統計中的大數定理是蒙特卡洛仿真理論依據，對研究的問題建立概率模型，并進行統計抽樣隨機變量，進行估計結果的精度是基本思想。從式（2）可以看出，RMSE是一種指標用來評價時刻的真實值和估計值，從而可以反映出目標跟蹤系統的精度。

參考文獻：

[1]王娟.維護國家海權建設海洋強國[J].決策與信息，2013（02）：45-48.

[2]劉安龍.二維相控陣典型信號處理和數據處理算法研究[D].（碩士位論文）成都：成都電子科技大學，2014.

篇(3)

通信系統中存在著各種時延，當時延達到一定程度會嚴重影響通信系統的質量。例如，在多天線無線通信系統中，接收到的來自同一信號源不同路徑的信號會存在時延，時延差會導致合并之后的信號達不到理想的信噪比或者嚴重失調。為了保證通信的正確性，需要對這些時延進行一定的補償。本文主要討論多天線系統中2路信號的時延補償及其FPGA實現。

時延補償就是為了讓具有時間差的2路信號在時間上對齊，從而使得合并之后信號的輸出信噪比最大。根據時。

常見的小數倍時延補償方法有2類[23]：頻域補償法，即頻域線性相位加權；時域補償法，主要通過各種最小誤差準則逼近理想系統獲得的有限沖擊響應，主要包括基于最小均方誤差（MSE）準則濾波法、拉格朗日（Lagrange）插值法和基于Farrow結構的濾波器組方法等。

頻域補償法是在時域上截斷輸入信號，并認為截斷后信號的頻譜相當于整個輸入信號的頻譜，然后在此基礎上線性相位加權，不過實現相對較復雜。

本設計中采用的是sinc函數濾波法，該方法操作簡單且易于FPGA實現。采用sinc函數濾波器的方法，相當于先對信號進行插值，再做抽取，從而實現小數倍延時補償。本文先利用sinc濾波器法對信號進行小數倍時延補償，由于sinc函數濾波器的非因果性等原因，會使該通道產生多余的時延，把產生的時延補償之后再進行整數倍時延補償。

1時延補償設計原理

在低信噪比環境下，多天線系統中接收端的2路信號要進行合并以恢復出原始信號，而2路信號相對時延差會影響合并信號的正確性，因此，必須估計出2信號間的相對時延差，并進行時延補償。時延補償的精度取決于時延估計的精度。本文介紹時延估計的精度為Ts/2的補償方法，具體方案是對超前的數據進行延遲，即

時延差的分辨率為Ts/2，所以延遲可能是整數倍Ts，也可能是x.5倍Ts。整數倍延遲可以用D觸發器來實現，而x.5倍的延遲則采用先對1路信號進行Ts/2的延遲，然后再進行整數倍延遲的方式實現。

采用sinc函數濾波器實現信號的Ts/2延遲。在滿足抽樣定理的條件下對信號進行抽樣，能夠獲得信號的全部信息，用這些信息就可以對原始信號進行重構。從頻域來看，是將采樣信號經過一個理想低通濾波器恢復原信號；從時域來看，是通過函數進行內插來恢復原信號。

采樣數據對原始信號的重構可以利用sinc函數抽樣內插[7]，即通過一理想低通濾波器來實現，其頻率響應為H（jΩ）=TsΩ≤Ωs/2

2時延補償的FPGA實現

假設接收端收到同一信號源發送的具有相對時延差的2路復信號，每個碼元采4個樣值，2路信號的時延差最大為4個采樣周期Ts，時延差估計精度為0.5 Ts。下面介紹通過FPGA實現時延補償的設計思路及實現過程。

2路信號的時延差有整數倍也有小數倍。當時延差為整數倍N時，則可以利用N個D觸發器級聯，將超前的1路數據延后N倍Ts。例如，若s2超前s1為2 Ts，如圖3所示，則可利用D觸發器將s2路延遲2 Ts。

本模型中輸入端的2路復信號，每路數據有虛部和實部，一共輸入4路數據，每路數據位寬為16位。由于實部和虛部經過的是同樣的處理，所以可以先設計出實部處理模塊，虛部同樣處理，最后例化在一起即可。按照此方法，所有控制部分的模塊使用數量將是單路（實部或者虛部）的2倍。由于實部和虛部是經過同樣的處理過程，所以可以將實部和虛部數據分別映射到32位信號的高16位和低16位一起處理，此法雖然數據存儲和數據處理的資源沒有變化，但控制部分可節約近一半的資源。

FPGA設計采用Altera公司的Quartus II 12.1sp1，利用Modelsim工具進行仿真，sinc函數濾波器可以利用Quartus中現有Ip核FIR Compiler來實現。

本設計中，sinc函數濾波器的階數選擇為30階，先在MATLAB中設計得到各抽頭系數，再進行功率歸一化處理，使濾波器輸入輸出信號的功率保持不變。再把濾波器抽頭系數導入Quratus II FIR Compiler中生成濾波器IP核。濾波器的輸入數據位寬設為16位，抽頭系數位寬設為12位，它們相乘之后位寬變為了28位，加上濾波器IP核默認1位的冗余位，故輸出位寬變為了29位。由于每路數據位寬為16位，這29位數據需要截短為16位才能進行下一步的處理。由于輸入數據是16位有符號數，抽頭系數是12位有符號數，相乘后結果變為28位有符號數，因為2個數都是有符號數，所以實際上只需用27位即可表示相乘結果。濾波器IP核中默認了1位的冗余位，因此把輸出數據的最高位（符號位）作為16位輸出數據的最高位，輸出數據的25至11位作為16位數據的低15位。

sinc函數濾波器重復調用了2個，分別處理s2路的實部和虛部。后面的D觸發器輸入數據位寬為32位，故濾波器輸出實部虛部截短為16位之后，還要分別映射到32位信號的高16位和低16位，以作為D觸發器輸入。

4結語

本文在已知來自同一信號源的2路信號相對時延差的情況下，通過延遲超前數據的方法，利用FPGA設計實現了2路信號的時延補償。其中時延精度為0.5 Ts，0.5 Ts延遲通過sinc濾波器實現。濾波器處理數據過程要產生額外的2[專業提供寫作論文和 論文寫作服務，歡迎您的光臨dylw.net]種時延，即不定的處理時延和固定的時延。利用濾波器輸出有效位控制FIFO的讀出來消除不定的處理時延，固定時延則可通過移位寄存器來補償。在消除這些延時之后，再控制數據選擇器選擇合適的數據輸出，實現2路數據的延遲補償。

參考文獻：

篇(4)

關鍵詞：有源電力濾波器 直流電容參數 能量流動 瞬時無功理論

1 概述

電力電子技術的應用改善了電力系統的性能，但是也帶來了電網中諧波的污染問題。隨著人們對電力環境優化要求的提高，對諧波進行治理的技術也成為人們研究的熱點。電力系統的諧波問題早在20世紀20年代和30年代就引起了人們的注意。當時在德國，由于使用靜止汞弧變流器而造成了電壓、電流波形的畸變。1945年J.C.Read發表的有關變流器諧波的論文是早期有關諧波研究的經典論文。

有源電力濾波器是治理諧波的最優產品。參考文獻[1]中提出了有源電力濾波的瞬時無功理論，參考文獻[2]分析了有源電力濾波器在非理想條件下電流滯環控制，參考文獻[3]研究了新型注入式混合有源濾波器的數學模型及電流控制方法，文獻[4]分析了并聯有源濾波器的最優電壓滯環電流控制和有源濾波器滯環電流控制的矢量方法，對不同電流跟蹤方式APF連接電感選取與設計進行了研究。并且對有源電力濾波器中連接電感的特性分析及優化進行了分析。但對有源電力濾波器直流側電容的參數如何確定涉及的文獻較少。本文根據瞬時無功理論分析了用于不同補償目的時有源濾波變流器交直流側能量的流動關系，給出了變流器的有功損耗和瞬時有功功率交流分量是引起電壓波動的原因，以三相不可控負載為例給出了電容值選取的具體計算方法。

2 APF工作原理及能量流動分析

有源電力濾波器（APF）的組成分為兩部分。第一部分電路系統是指令運算，第二部分電路系統是補償電流。系統的主要電路包含PWM變流器，緩沖電路，直流側電容電路，交流側電感幾部分組合而成。控制系統組成分為三部分。第一部分為指令運算，第二部分為電流跟蹤，第三部分為驅動電路。APF的主電路是通過6組開關器件來進行控制的，通過這些開關器件的通斷組合來決定主電路的工作狀態。

如果忽略各部分的損耗其交流側的瞬時有功功率將全部傳遞到直流側。即交直流側的能量交換主要取決于瞬時有功功率P，從而引起直流電壓波動。假設電源提供的瞬時有功和瞬時無功功率為pS和qS，濾波器提供的瞬時有功和瞬時無功功率為pA和qA，負載的瞬時有功和瞬時無功功率為pL和qL。當只補諧波時負載所需的瞬時有功和無功率的交流分量由濾波器提供。此時電源只需提供負載所需的瞬時有功和無功率的直流流分量，即對應電流的基波分量。有源濾波器提供負載所需的瞬時有功和無功率的交流分量。由于瞬時無功只在交流側三相之間進行，在APF交直流側進行交換的能量只有瞬時有功交流的分量，其平均值為零。當只補無功時負載所需的瞬時無功率分量由濾波器提供，有功分量由電源提供。此時APF交直流側沒有能量交換。當同時補償諧波和無功時，負載所需的瞬時無功功率由濾波器提供，負載所需的瞬時有功功率交流分量由濾波器提供，瞬時有功功率直流分量又電源提供。在APF交直流側進行交換的能量只有瞬時有功交流的分量。

3 補償電容值的計算

電容電壓的波動主要是由能量交換引起。在忽略變流器等損耗的情況下，在只補無功時交直流側能量交換為零，電容值提供直流電壓，容值可為零；對于其他兩種情況，有源電力濾波交直流側能量交換為負載的瞬時有功的交流分量。雖然其平均值為零，但是其將會引起直流側電壓的波動。

假設電源電壓無畸變，電源電壓三相電壓，且負載電流為三相電流，由瞬時無功理論可求得負載的瞬時有功功率和瞬時無功率。電容的C值由關系式∫%pdt=0.5×C×(Udc+Udc)2-0.5×C×Udc2確定。

4 仿真與實驗結果分析

利用Matlab/ Simulin進行仿真。直流電容電壓的仿真圖如圖所示，仿真模型負載選用相電壓220V三相不可控負載。采用ip-iq法產生指令電流，利用三角波比較法使輸出電流跟蹤指令電流，直流側電容電壓的穩定采用PI調節，KP=8，Ki=0.01。時間每格為10ms。通過具體的實驗測量，得到的電源電流的THD值也從25%下降到4.8%。實測直流電容電壓波形中，電壓每格20V（采用10:1霍爾），時間每格為4ms。從直流電容電壓波形圖分析中可以看到周期性的波動，其上下波動的變化范圍在±5V,如果直流電容電壓是900V的話，測量的紋波為0.55%。由以上的測量結果可以看出本系統對直流環節具有較好的控制效果，其直流波動指標可以滿足要求。

5 結論

對于有源電力濾波而言，要想取得良好的補償效果，除了需要先進的算法和控制策略外，其電容參數的選取同樣重要。本文根據有源電力濾波的原理與數學模型分析了直流電容電壓和電網電壓的關系，得出了直流電容電壓的確定原則；根據瞬時無功理論分析了只補諧波或者只補無功和兩者同時補償時有源濾波交直流側能量的流動關系，給出了變流器的有功損耗和瞬時有功功率交流分量是引起電壓波動的主要原因；以三相不可控負載為例給出了電容值選取的計算方法；最后通過仿真和實驗利對直流電容參數的確定進行了驗證，電容的波動小于5V，補償后電流的THD值小于5%，取得了理想的效果。

參考文獻:

[1]王兆安，楊君等.諧波抑制和無功功率補償「M].北京:機械械工業出版，1998.

[2]徐君，徐德洪.并聯有源濾波器非理想條件電流滯環控制分析[J]，電力電子技術，2007，41（1）：60~63.

篇(5)

由于紅外成像設備在日益復雜的環境中廣泛應用，不可避免會帶來噪聲和干擾。前端模擬電路處理紅外探測器輸出的原始模擬信號，是紅外成像設備重要組成部分。本文通過前端模擬電路的硬件設計，重點討論降噪抗干擾的方法，提高設備的可靠性。

【關鍵詞】

紅外；降噪；抗干擾

1引言

隨著紅外探測器成像技術的發展，人們對紅外圖像質量的要求也越來越高。同時由于系統集成化的趨勢，系統可能會同時裝備紅外、激光、電視等設備，這些設備運行產生的電磁場可能會使紅外設備產生不應有的響應，表現為圖像噪聲大、干擾等現象，嚴重時甚至影響設備的功能。在紅外成像設備中，前端模擬電路連接紅外探測器的輸出和圖像處理單元的輸入，直接處理探測器輸出的最原始模擬信號。加強和優化前端模擬電路的降噪和抗干擾設計，對提高設備整體的穩定性和抗干擾能力具有十分重要的意義。

2前端模擬電路設計

紅外熱像儀前端模擬電路部分主要實現的功能有：探測器工作偏壓的產生；對探測器輸出的模擬信號前置放大；高速模數轉換和數據的合成排序等。

2.1探測器偏壓供給電路設計由于探測器是敏感器件，尤其是長波探測器，電壓波動影響其性能，探測器偏壓供給電路給探測器提供嚴格的低噪聲工作電壓。探測器正常工作所需的偏壓包括讀出電路所需的模擬電壓VDDA、數字電壓VDDL和光電二極管偏壓Gpol。模擬電壓和數字電壓均為固定值5V，而不同探測器的Gpol值并不完全一樣，因此Gpol偏壓可采用電阻分壓方式，通過調節不同的電阻值實現不同的Gpol電壓輸出。我們采用REF195ES芯片生成模擬電壓和數字電壓。REF195ES最大輸出電流30mA，電壓輸入范圍從5.1V到15V，固定輸出5V，輸出精度±2mV，很好滿足了探測器對模擬電壓和數字電壓的要求。輸出電壓可經過低通噪聲濾波器電路，進一步降低噪聲。低通噪聲濾波器電路通常采用串聯RL電路或串聯RC電路，基本電路結構形式如圖1、圖2所示[1]。從式(1)、(2)可以看出，只要適當選擇R和L的參數，截止頻率可以設置成任何值，因此可以設計出具有任意截止頻率的低通濾波器。為了提高電路的抗干擾性，本文設計一個RC濾波器，其電容值要求遠大于A/D轉換器的輸入電容。這個電容為采樣電容提供電荷，從而消除瞬變。RC濾波器同時也減小放大器地驅動容性負載時產生穩定性問題概率。與電容串聯小電阻有助于防止自激和震蕩。負載電容較大時，交流性能由負載電容和隔離電阻控制。

2.2信號放大電路設計紅外探測器輸出的模擬信號在送入A/D轉換器處理前，經過兩級放大：第一級是噪聲濾波電路，它的作用是濾除探測器CMOS讀出電路的噪聲，同時提供與探測器匹配的輸出阻抗。第二級放大電路是反相放大電路，它將輸入的模擬信號反相放大，同時對信號進行偏置調節。（1）第一級濾波電路。濾波器按照電氣指標一般分為無源濾波器和有源濾波器。由于無源濾波器存在濾波易受系統參數的影響、對某些次諧波有放大的可能、體積大等缺點，此設計中著重考慮應用有源濾波器。與無源濾波器相比，有源濾波器有如下優點：1）信號在無源器件上的損失可以在有源器件上得到補充。2）由于運算放大器具有輸入阻抗高、輸出阻抗低、高增益、高穩定性和閉環增益等參數調整靈活的優點，因此使用有源濾波器的設計較為方便[2]。壓控電壓源二階濾波電路是一種常用的有源二階濾波電路。壓控電壓源二階濾波電路的特點是：運算放大器為同相接法，濾波器的輸入阻抗很高，輸出阻抗很低，濾波器相當于一個電壓源。其優點是：電路性能穩定，增益容易調節。（2）第二級反向放大電路。放大器的負極輸入端接上級信號，正極輸入端接可調正電平。增加反向偏置的原因是，紅外探測器的輸出是探測器響應電壓疊加上直流分量，減少直流電平的大小以便于下一步信號放大。正相輸入的參考電平的好壞對輸出有影響，設計中采用可調電阻分壓來提供正相輸入的參考電平。

2.3A/D轉換電路設計A/D轉換器作為前端模擬電路最重要的組成部分，直接影響到后端信號的處理，因此選擇合適的A/D轉換器十分重要。選擇A/D器件主要考慮以下三種因素：l采樣位數，即精度要求；l采樣頻率，取決于模擬信號的變化快慢；l信噪比。以某型探測器為例，其模擬視頻輸出信號動態范圍大于74dB，最大輸出速率5MHz。根據輸出模擬信號的動態范圍可以計算出，A/D轉換器的轉換位需大于12位。由于探測器數據輸出最大速率是5MHz，因此A/D轉換器的轉換速率也必須得大于5MHz。為了滿足某型號探測器性能指標的要求，我們選用AD9240。AD9240是美國AD公司生產的一種14位、10MSPS高性能模數轉換器，它具有片內高性能采樣保持放大器和電壓參考。在單一+5V電源下，它的功耗僅有285mW，信噪比與失真度為77.5dB，信噪比（f=5MHz）為78.5dB。AD9240的模擬輸入范圍非常靈活，可以是DC或AC耦合的單端或差分輸入[3]。AD9240內部結構框圖如圖4所示。其中VINA與VINB是信號輸入端，CLK提供采樣時鐘，VREF提供參考電平，SENSE控制AD9240的采樣電壓幅度和參考電平來源。紅外探測器的輸出電壓范圍為1.6V~4.6V，為了使A/D轉換器發揮最佳分辨率，需將A/D轉換器的動態范圍覆蓋紅外探測器的輸出范圍。同時為了減少溫度飄移與內部噪聲，提高參考電壓精度，此設計中采用了單端輸入的外部參考源。當使用外部參考方式時,還應當在CAPT與CAPB之間加一個電容網，如圖6所示。該電容網有三個作用：一是與內部參考放大器一起在大頻率范圍下提供一個低阻抗源以驅動A/D內部電路。二是提供內部參考放大器需要的補償。三是限制由參考電源產生的噪聲干擾。

3結論

篇(6)

【關鍵詞】摻鉺光纖放大器；增益平坦；增益箝制

0.引言

近些年DWDM技術發展迅猛，商用的DWDM 系統最高速率已達800Gb/s， 光傳輸距離也從600km大幅擴展至2000km 以上。DWDM 技術之所以發展如此迅速，主要得益于摻鉺光纖放大器（Erbium-Doped Fiber Amplifier，EDFA）技術的日益成熟。EDFA 能夠對光信號進行直接放大，對數據透明，增益大、噪聲低，在價格和可靠性方面比電中繼有優勢，因而在光通信系統中得到了廣泛的應用。在長距離傳輸DWDM 系統中，EDFA 可以大大增強系統的傳輸能力，但增益平坦度并不理想，容易造成各個信道之間的光功率和信噪比各不相同，從而使得增益高的信道，出現光功率飽和與非線性效應，使增益低的信道出現光信噪比惡化等現象。因此，對EDFA 的增益平坦性的研究就顯得格外重要。

1.EDFA的各種增益平坦化技術

國外從上世紀九十年代初就開始進行EDFA增益平坦化的研究。早期曾報道過利用光凹槽濾波器濾波的方法[1]，通過被動濾波，在38mW的980nm泵浦下，增益為27dB時，EDFA的3dB帶寬達33nm。后來又有聲光濾波的方法[2，3]，其結果是15nm帶寬范圍內增益變化小于1dB，但由于聲光濾波器不能集成到光纖上，并且連接技術復雜，因此在實際應用中受到很大的限制。

目前，對摻鉺光纖放大器進行增益平坦化的操作，主要可以分為兩類。一類是優化設計自身增益平坦的EDFA，如通過引入特種光纖來改善EDFA 增益的不平坦型，或者通過優化EDFA 結構參數如泵浦方式、泵浦功率分配以及EDF長度等來設計優化增益平坦的EDFA。由改變光纖基質類型改善放大器的增益平坦性，包括氟基摻鉺光纖放大器（F-EDFA），碲基摻鉺光纖放大器（T-EDFA）。通過摻雜來改善放大器的增益平坦性包括：摻鋁的EDFA，摻釤EDFA，其他類型摻雜EDFA。

一類是使用增益均衡器進行增益平坦化處理。包括結構中加入光纖光柵增益平坦濾波器，利用光纖環鏡進行增益平坦化，使用微光干涉儀進行增益平坦化。從技術角度，則可劃分為靜態增益平坦技術和動態增益平坦技術兩大類。是通過使用增益均衡器和改變摻雜光纖的基質材料、摻雜物質來實現的。

2.優化設計自身增益平坦性

隨著摻雜技術以及光纖封裝技術的發展和進步，特種光纖被引入到 EDFA 增益平坦化研究中來，即通過改變光纖基質類型或者摻雜來改善 EDFA 的增益平坦特性，采用這種方法不需要在 EDFA 外部插入任何增益均衡器，也不會影響放大器的工作效率，是一種可行且具有發展潛力的增益平坦技術。 另外，還可以通過調整級聯 EDFA 中的結構參數（摻鉺光纖長度，泵浦功率和泵浦位置）來改善 EDFA 的增益平坦性。

2.1 改變光纖基質類型

2.1.1 氟基摻鉺光纖放大器（F-EDFA）

1994年，法國的D.Bayart等人研究發現，采用氟化物光纖制成的EDFA具有很大的平坦增益帶寬。它們使用7.1米長雙向泵浦的氟基摻鉺的光纖放大器（F-EDFA），同時監視放大器的后向ASE，通過調整泵浦源的電流，使EDFA最后平坦度低于0.5dB[4]（未平坦前為4.5dB）。

1996年，Makoto Yanada等人對氟基摻鉺光纖放大器進行了進一步研究，他們的實驗證明：對于8個通道的WDM系統，位于1532-1560nm范圍的信號，不同通道的增益差異小于1.5dB；F-EDFA在1534-1542nm波長范圍內具有很好的平坦度，對于WDM信號增益差異小于0.2dB[5]。

2.1.2 碲基摻鉺光纖放大器（T-EDFA）

1997年，NTT公司在OFC’97上報道了其研制的一種新型碲基（Te）EDFA，由于碲基玻璃具有高的穩定性、耐腐蝕性和稀土離子可溶性，因此是一種非常好的EDF的基質材料。碲基玻璃中的鉺離子可以在很大的帶寬范圍內具有較大的受激發射截面，尤其在1600nm波長附近時，鉺離子仍有較大的受激發射截面，它的上限波長達1634nm。實驗表明，在80nm（1530nm～1610nm）的帶寬范圍內，可以保持20dB的較高增益，而增益變化小于1.5dB[6]。

2.2 摻雜改善EDFA增益平坦性

理論和實驗研究表明，在摻鉺光纖中同時摻雜Al（鋁）離子時，由于高濃度的鋁可以很好地吸收1550nm的增益峰，因此可以使EDFA的增益獲得好的平坦度。提高摻鉺光纖中的鋁離子濃度是近些年通過摻雜改善放大器增益平坦性研究其中的主要手段，實驗證明采用這種摻雜方案可以有效改善放大器的增益平坦性[7]。

2002 年，Uh-Chan Ryu 等人采用摻Sm （釤）環形光纖插入放大器中，進行了L 帶和 C+L 帶增益平坦化實驗， 獲得了很好的增益平坦度：在 1570-1600nm（L 帶），平均增益為 21dB， 增益變化不超過0.7dB，在 C+L 帶范圍內，平均增益為 11.5dB，增益變化不超過 1dB[8]。

3.增益均衡器進行增益平坦化處理

3.1 靜態增益平坦技術

采用透射譜與摻鉺光纖增益譜反對稱的濾波器或者通過算法優化設計 EDFA 參數來實現放大器增益平坦，這種靜態增益平坦技術簡單易行，效果明顯；缺點是只能實現靜態增益譜的平坦，在信道功率突變時增益譜仍會變化，原理如圖1所示。

圖1 靜態增益平坦技術原理示意圖

3.1.1基于光纖光柵的增益平坦濾波器

在 EDFA 中插入與 EDFA 增益譜相反的光纖光柵的損耗譜，“削平”增益峰也是有效可行的增益平坦方法。 實驗證明，光纖光柵可采用閃耀光柵或者閃耀光柵的復合體，也可以是長周期光柵[9]。

2004 年，趙志勇、于永森等人采用啁啾相位掩膜板和程控掃描曝光技術，在經過載氫增敏化處理的普通單模光纖上制作出可以用于 EDFA 平坦化的光柵增益平坦濾波器， 可以獲得增益在 30nm 帶寬范圍內增益變化不超過±0.3dB[10]。

3.1.2基于光纖環鏡的增益平坦濾波器

由于光纖的彎曲會產生一定的損耗，而其損耗隨光網絡中摻鉺光纖放大器增益平坦性研究工作波長（

2001 年，S.P.Li 等人提出利用高雙折射光纖環行鏡（HiBi-FLM），如圖2所示，具有良好的增益平坦效果，在 33nm 的帶寬范圍內，增益變化為±0.9dB[11]。

圖2 基于HiBi-FLM的增益平坦EDFA

3.2 動態增益均衡器（Dynamic Gain Equalizer， DGE）

DGE 雖然可以很好地解決增益譜的平坦問題，但當放大器的輸入端部分光波長丟失或各個輸入光功率變化比較大時， 靜態增益平坦濾波器對改善級聯EDFA 系統的光信噪比就顯得無能為力，這就需要采用動態增益均衡技術。DGE 可以靈活地調整信道中的光衰減， 可以通過相應控制算法實時地產生 DWDM系統所要求的光衰減，從而實現各個信道的增益和功率的均衡，提高網絡系統的智能化程度。

全光纖聲光可調濾波器（Acoustically Optical Tunable Filter， AOTF）聲光技術是通過在光纖上放置聲學變化器來實現增益均衡，聲學變化器產生表面聲波，形成類似光柵的特性，通過控制濾波器帶陷的位置和深度，并利用濾波器級聯使輸出平坦，其原理圖如圖3所示。

圖3 聲光動態增益均衡器原理示意圖

4.增益鎖定和增益控制技術

最常用的增益箝制技術可以分為兩種， 一種就是采用光電反饋實現增益控制，即通過比較EDFA的放大自發輻射功率電平與基準電平，以此調節泵浦功率來穩定增益。另一種方法則是基于全光器件實現增益鎖定，即在EDFA內引入某一適當波長（不同于信號波長）的光反饋形成激光振蕩，在滿足激光閾值的情況下，激光功率會隨粒子數反轉水平而變化的這種自動調節作用可以補償輸入信號功率變化所帶來的影響，從而保證EDFA增益不變，解決了增益譜隨系統狀況變化的問題。

采用單根光纖光柵全光增益箝制的EDFA結構如圖4所示，它共有四種結構。圖中FBG為窄帶光柵，帶寬小于等于0.9 nm。ISO為光隔離器，主要用于阻止反向光影響可調諧激光器（TLS）的工作狀態。WDM為波分復用器，Pump為泵浦光，OSA為光譜分析儀。光纖光柵從放大的自發輻射（amplified spontaneous emission，ASE）譜中選出滿足布拉格反射條件波長（一般不能接近信號光波長），使其反射回摻鉺光纖進行再次放大，這些反射回的光信號和其他波長如信號光共同享用相同的反轉粒子數，隨著光逐漸增強并進入飽和，粒子數的反轉得到了限制，使得粒子數的反轉可以自動地保持在某一水平，從而使得L-band增益譜得到箝制。

判斷增益箝制放大器的一個重要參數就是臨界輸入功率Pc，定義為從最高小信號增益下降0.2 dB所對應的輸入功率。Pc越大，則說明箝制深度越大。通常，摻鉺光纖可以用980nrn或1480nm的泵浦光進行泵浦。因此，在基于單根光纖光柵箝制的L-band EDFA設計中，泵浦光波長的選擇與箝制結構的確定是十分重要的。這里，鉺光纖長度L取10 m；1555 nm，光纖光柵反射率R取99%；信號光波長取1570nn：進入鉺光纖的泵浦功率Sp取90mw；根據強則煊[12]按圖4分別接入980nn泵浦和1480nm泵浦進行數值模擬。根據數值模擬結果綜合分析可知，采用1480nm泵浦、結構（a）的L-band EDFA其箝制深度、增益和噪聲系數綜合性能最好。

圖4 全光增益箝制的EDFA結構

5.結論

本文詳細介紹了實現 EDFA 增益平坦化的主要方法以及國內外在此方向上的研究進展，并對這幾種增益平坦化方法進行了比較分析。本文還介紹了一種增益箝制技術，采用單根光纖光柵來箝制EDFA增益，對EDFA的增益平坦實驗研究有一定的指導意義。隨著高速率、大容量通信系統的不斷發展，摻鉺光纖放大器的應用已越來越廣泛和重要，用增益平坦的光纖放大器代替復雜的光中繼器以增長無中繼距離，已成為當前光纖通信領域中的一個熱點。隨著EDFA增益平坦化技術的不斷改進和創新，必將會進一步促進WDM系統的光網絡的發展。

參考文獻：

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[10]趙志勇，于永森. 基于啁啾光纖光柵的增益平坦濾波器 [J].吉林大學學報，2004， 42（2）：255-256.

[11]LI S P， CHIANG K S， GAMBLING W A. Gain flattening of an erbium-doped fiber amplifier using a high-birefringence fiber loop mirror [J]， IEEE Photon.Tech. Lett， 2001， 13（9）： 92.

[12]強則煊.低噪聲、高增益、高平坦度摻鉺光纖放大器的分析與實驗研究[D] 浙江大學，2004 ：70-78.

作者簡介：

張靜（1983-），女，安徽淮南人，碩士研究生，現主要從事激光器和光通信的教學與研究。

篇(7)

論文摘要：隨著高新技術的不斷開發，數字通信及控制技術也在飛速發展，計算機通信及控制技術得到了廣泛應用，針對各種情況探討了保證計算機通信與控制系統可靠運行的措施。

1在設計計算機通信與控制系統時要注意以下事項

（1）在對計算機通信與控制系統設計和配置時，要注意到系統的結構要緊湊，布局要合理，信號傳輸要簡單直接。

在計算機通訊與控制系統的器件安裝布局上，要充分注意到分散參數的影響和采用必要的屏蔽措施：對大功率器件散熱的處理方法；消除由跳線、跨接線、獨立器件平行安裝產生的離散電容、離散電感的影響，合理利用輔助電源和去耦電路。

（2）計算機通信與控制系統本身要有很高的穩定性。

計算機通信與控制系統的穩定性，一方面取決于系統本身各級電路工作點的選擇和各級間的耦合效果。特別是在小信號電路和功率推動級電路的級間耦合方面，更要重視匹配關系。另一方面取決于系統防止外界影響的能力，除系統本身要具有一定的防止外界電磁影響的能力外，還應采取防止外界電磁影響的措施。

（3）算機通信與控制系統防止外界電磁影響的措施，應在方案論證與設計時就給予充分考慮。

例如數字信號的采集傳輸，是采用脈沖調制器還是采用交流調制器，信號在放大時采用幾級放大器，推動司服系統工作時采取何種功放，反饋信號的技術處理及接入環節，電路級間隔離的方法，器件安裝時連接和接地要牢固可靠，避免接觸不良造成影響，機房環境選擇和布局避免強電磁場的影響等。

2排除電源電壓波動給計算機通信與控制系統帶來的影響

計算機通信與控制系統的核心就是計算機，計算機往往與強電系統共用一個電源。在強電系統中，大型設備的起、停等都將引起電源負載的急劇變化，也都將會對計算機通信與控制系統產生很大的影響；電源線或其它電子器件引線過長，在輸變電過程中將會產生感應電動勢。防止電源對計算機通信與控制系統的影響應采取如下措施：

（1）提高對計算機通信與控制系統供電電源的質量。

供電電源的功率因數低，對計算機通信與控制系統將產生很大的影響，為保證計算機通信與控制系統穩定可靠的工作，供電系統的功率因數不能低于0.9。

（2）采用獨立的電源給計算機通信與控制系統供電。

應對計算機通信與控制系統的主要設備配備獨立的供電電源。要求獨立供電電源電壓要穩定，無大的波動；系統負載不能過大，感性負載和容性負載要盡可能的少。

（3）對用電環境惡劣場所采取穩壓方法。

對計算機等重要設備采用UPS電源。在穩壓過程中要采用在線式調壓器，不要使用變壓器方式用繼電器接頭來控制的穩壓器。

3防止由于外界因素對供電電源產生的傳導影響

由于外界因素對電源產生的傳導影響要采取以下措施。

3.1采用磁環方法

(1)用磁環防止傳導電流的原理。

磁環是抑制電磁感應電流的元件，其抑制電磁感應電流的原理是：當電源線穿過磁環時，磁環可等效為一個串接在電回路中的可變電阻，其阻抗是角頻率的函數。

即：Z二f／(ω)

從上式可以看出：隨著角頻率的增加其阻抗值再增大。

假設Zs是電源阻抗，ZL是負載阻抗，ZC是磁環的阻抗，其抑制效果為：

DB=20Lg[(Zs+ZL+ZC／(ZS+ZL)]

從上述公式中可以看出，磁環抑制高頻感生電流作用取決于兩個因素：一是磁環的阻抗；另一個是電源阻抗和負載的大小。

(2)用磁環抑制傳導電流的原則。

磁環的選用必須遵循兩個原則：一是選用阻抗值較大的磁環：另一個是設法降低電源阻抗和負載阻抗的阻值。

3.2采用金屬外殼電源濾波器消除高頻感生電流，特別是在高頻段具有良好的濾波作用

電源濾波器的選取原則

對于民用產品，應在100KHZ一30MHZ這一頻率范圍內考慮濾波器的濾波性能。軍用電源濾波器的選取依據GJBl51／152CE03，在GJBl51／152CE03中規定了傳導高頻電流的頻率范圍為15KHZ-50MHZ。

4抑制直流電源電磁輻射的方法

4.1利用跟隨電壓抑制器件抑制脈沖電壓

跟隨電壓抑制器中的介質能夠吸收高達數千伏安的脈沖功率，它的主要作用是，在反向應用條件下，當承受一個高能量的大脈沖時，其阻抗立即降至很低，允許大電流通過，同時把電壓箝位在預定的電壓值上。利用跟隨電壓抑制器的這一特性，脈沖電壓被吸收，使計算機通信與控制系統也減少了脈沖電壓帶來的負面影響。

4.2使用無感電容器抑制高頻感生電流

俗稱“隔直通交”是電容器的基本特性，通常在每一個集成電路芯片的電源和地之間連接一個無感電容，將感生電流短路到地，用來消除感生電流帶來的影響，使各集成電路芯片之間互不影響。

4.3利用陶瓷濾波器抑制由電磁輻射帶來的影響

陶瓷濾波器是由陶瓷電容器和磁珠組成的T型濾波器，在一些比較重要集成電路的電源和地之間連接一個陶瓷濾波器，會很好起到抑制電磁輻射的作用。

5防止信號在傳輸線上受到電磁幅射的方法

(1)在計算機通信與控制系統中使用磁珠抑制電磁射。

磁珠主要適用于電源阻抗和負載阻抗都比較小的系統，主要用于抑制1MHZ以上的感生電流所產生的電磁幅射。選擇磁珠也應注意信號的頻率，也就是所選的磁珠不能影響信號的傳輸，磁珠的大小應與電流相適宜，以避免磁珠飽和。

(2)在計算機通信與控制系統中使用雙芯互絞屏蔽電纜做為信號傳輸線，屏蔽外界的電磁輻射。

(3)在計算機通信與控制系統中采用光電隔離技術，減少前后級之間的互相影響。

(4)在計算機通信與控制系統中要使信號線遠離動力線；電源線與信號線分開走線。輸入信號與輸出信號線分開走線；模擬信號線與數字信號線分開走線。超級秘書網

6防止司服系統中執行機構動作回饋的方法

6.1RC組成熄燼電路的方法

用電容器和電阻器串聯起來接入繼電器的接點上，電容器C把觸點斷開的電弧電壓到達最大值的時間推遲到觸點完全斷開，用來抑制觸點間放電。電阻R用來抑制觸點閉合時的短路電流。

對于直流繼電器，可選取：

R=Vdc／IL

C=IL*K

式中，Vdc：直流繼電器工作電壓。

I：感性負載工作電流。

K二0.5-lЧF／A

對于交流繼電器，可選取：

R>0．5*UrmS

C二0.002-0.005(Pc／10)ЧF

式中，Urms：為交流繼電器額定電壓有效值。

Pc：為交流繼電器線圈負載功率。